Резонансный источник питания. Основные идеи, лежащие в основе резонансного режима работы Резонансный блок питания

Технология MICOR. Новое поколение источников питания на основе явления резонанса

Метод, использующий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), является ответом на поиски практически совершенного стабилизированного источника питания. Известно, что в импульсном источнике ключ либо включен, либо выключен и управление осуществляется с нулевым рассеянием мощности, в отличие от линейного стабилизатора, где стабилизация происходит из-за рассеяния мощности в проходном элементе. В реальных условиях ШИМ дает разумный подход к переключению без потерь за счет более низкой частоты переключения, например в диапазоне 20–40 кГц. Если посмотреть на ситуацию с другой стороны, можно сказать, почему этот частотный диапазон так долго был популярен.

От самого начала стабилизации с помощью ШИМ конструкторы пытались продвигаться в сторону более высоких частот, поскольку при этом можно уменьшить размеры, вес и стоимость магнитного сердечника и конденсаторов фильтра.

При высокой частоте переключения появляются и другие преимущества. Используя более высокие частоты, можно ожидать уменьшения радиопомех и электромагнитных шумов; меньших проблем при экранировке, развязке, изоляции и ограничении в схеме. Можно также ожидать более быстрого срабатывания, а также снижения выходного сопротивления и величины пульсаций.

Главным препятствием на пути применения более высоких частот были практические трудности создания быстрых и достаточно мощных переключателей. Из-за того что невозможно дости чь мгновенного включения и выключения коммутатора, на нем во время переключения имеется напряжение и одновременно через него протекает ток. Другими словами, трапецеидальные, а не прямоугольные колебания характеризуют процесс переключения. Это, в свою очередь, приводит к потерям переключения, которые сводят на нет теоретически высокий КПД идеального коммутатора, который мгновенно включается, имеет нулевое сопротивление во включенном состоянии и мгновенно выключается. На рис. 1 сравниваются ШИМ и режим переключения в резонансном режиме, который будет рассмотрен подробнее.

Из сказанного выше очевидно, что на идеальном переключателе не должно быть никакого падения напряжения, в то время когда он включен. Все эти рассуждения говорят о том, что высокий КПД был труднодостижимой задачей, особенно при высоких частотах переключения до тех пор, пока не был достигнут прогресс в создании импульсных полупроводниковых приборов.

Следует указать также, что одновременно был необходим прогресс в создании других устройств, таких, как диоды, трансформаторы и конденсаторы.

Надо отдать должное работникам всех областей техники: частота переключения при использовании ШИМ была повышена до 500 кГц. Тем не менее на высоких частотах, скажем на частоте 150 кГц, лучше рассмотреть другой метод. Итак, мы приходим к резонансному режиму работы источника питания.

Стабилизированный источник питания, использующий резонансный режим, действительно представляет собой большой скачок вперед в развитии технологии. Хотя надо сказать, что использование резонансных явлений в инверторах, преобразователях и источниках питания предшествует эре полупроводников. Оказалось, что при использовании резонансных явлений часто удавалось получать хорошие результаты.

Например, в первых телевизорах необходимые высокие напряжения для кинескопа получали с помощью радиочастотного источника питания.

Это был работающий на частоте от 150 до 300 кГц генератор синусоидальных колебаний на электронной лампе, в котором повышение переменного напряжения достигалось в резонансном радиочастотном трансформаторе. По существу, подобные схемы все еще используются для создания напряжений, по крайней мере нескольких сотен тысяч вольт для различных промышленных и научно-исследовательских целей. Более высокие напряжения часто достигаются благодаря совместному применению резонансного режима работы и диодного умножителя напряжения.

Давно известно, что резонансные выходные цепи инвертора стабилизируют работу электродвигателей и сварочного оборудования. Обычно в разрыв провода, ведущего от источника постоянного напряжения к инвертору, включалась катушка с большой индуктивностью. При этом инвертор ведет себя по отношению к нагрузке как источник тока, что дает возможность легче соответствовать условию существования резонансных явлений. В этом случае существующие тиристорные инверторы правильнее назвать квазирезонансными: колебательный контур периодически подвергается ударному возбуждению, но непрерывные колебания отсутствуют. Между импульсами возбуждения колебательный контур отдает запасенную энергию в нагрузку.

Из сказанного выше ясно, что широкое использование резонансного режима работы началось после создания специализированных ИС управления. Эти ИС освободили конструкторов от проблем со сбоями, которые неизбежно сопутствуют стремлению использовать резонансный режим на частотах несколько сот килогерц или несколько мегагерц, где малые размеры компонент могут дать заметное сокращение габаритов, веса и стоимости.

В 2010 году нашими специалистами на резонансной системе работы был создан ряд сварочных машин для ручной дуговой сварки: Handy-190, Handy-200, X-350 Шторм (рис. 2).

В настоящее время на основе такой технологии конструируются машины для полуавтоматической и автоматической сварки (рис. 3).

Такое оборудование имеет ряд технологических преимуществ:

• почти «идеальная» внешняя вольтамперная характеристика источника питания, более эластичная и мягкая дуга благодаря резонансной структуре управления;
• уверенное зажигание и комфортная сварка для всех типов электродов;
• значительно более высокий КПД (более низкое потребление электроэнергии);
• возможность более точного управления переносом капли за счет мгновенной (1,5 МГц) реакции схемы управления на внешние возмущения (дуги), а как следствие – значительное уменьшение разбрызгивания, стабильное горение сварочной дуги во всех пространственных положениях.

Рис. 1. Осциллограммы, показывающие разницу между ШИМ (слева) и резонансным режимом (справа). При ШИМ потери переключения появляются из-за одновременного протекания тока через коммутатор и наличия напряжения на нем.

Обратите внимание, что эта ситуация отсутствует при резонансном режиме работы, который для стабилизации напряжения использует частотную модуляцию (ЧМ)

Рис. 2. Handy-190 Micor

Рис. 3. Основная схема резонансного преобразователя

в идеале метод, использующий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), является ответом на поиски практически совершенного стабилизированно­го источника питания. Мы уже говорили, что в импульсном источнике ключ либо включен, либо выключен и управление осуществляется с нулевым рас­сеянием мощности, в отличие от линейного стабилизатора, где стабилиза­ция происходит из-за рассеяния мощности в проходном элементе. В реаль­ных условиях, широтно-импульсная модуляция дает разумный подход к переключению без потерь за счет более низкой частоты переключения, на­пример, в диапазоне 20 – 40 кГц. Глядя на ситуацию с другой стороны, может сказать, почему этот частотный диапазон так долго был популярен.

От самого начала стабилизации с помощью ШИМ, конструкторы пы­тались продвигаться в сторону более высоких частот, поскольку при этом можно уменьшить размеры, вес и стоимость магнитного сердечника и конденсаторов фильтра. При высокой частоте переключения появляются и другие преимущества. Используя более высокие частоты можно ожи­дать уменьшение радиопомех и электромагнитных шумов; можно ожи­дать меньших проблем при экранировке, развязке, изоляции и ограниче-

НИИ в схеме. Можно также ожидать более быстрого срабатывания, а так­же снижения выходного сопротивления и величины пульсаций.

Главным препятствием на пути применения более высоких частот были практические трудности создания быстрых и достаточно мощных переключателей. Из-за того, что невозможно достичь мгновенного включения и выключения коммутатора, на нем во время переключения имеется напряжение и одновременно через него протекает ток. Другими словами, трапецеидальные, а не прямоугольные колебания характеризу­ют процесс переключения. Это, в свою очередь, приводит к потерям пе­реключения, которые сводят на нет теоретически высокий к.п.д. идеаль­ного коммутатора, который мгновенно включается, имеет нулевое сопротивление во включенном состоянии и мгновенно выключается. На рис. 18.2 сравнивается ШИМ и режим переключения в резонансном ре­жиме, который будет рассмотрен подробнее.

Рис. 18.2. Осциллограммы, показывающие разницу между ШИМ и резонансным режимом. При ШИМ потери переключения появляются из-за одновременного протекания тока через коммутатор и наличия напряжения на нем. Обратите внимание, что эта ситуация отсутствует при резонансном режиме работы, который для стабилизации напря­жения использует частотную модуляцию (ЧМ).

Из вышесказанного очевидно, что на идеальном переключателе не дол­жно быть никакого падения напряжения во время включенного состояния. Все эти рассуждения говорят о том, что высокий к.п.д. был трудно дости­жимой задачей, особенно при высоких частотах переключения до тех пор, пока не был достигнут прогресс в создании импульсных полупроводнико­вых приборов. Следует указать также, что одновременно был необходим прогресс в создании других устройств, таких как диоды, трансформаторы и конденсаторы. Надо отдать должное работникам всех областей техники за то, что частота переключения при использовании широтно-импульсной модуляции была повышена до 500 кГц. Тем не менее, на высоких часто­тах, скажем на частоте 150 кГц, лучше рассмотреть другой метод. Итак, мы приходим к резонансному режиму работы источника питания.

Стабилизированный источник питания, использующий резонансный режим, действительно представляет собой большой скачок вперед в раз­витии технологии. Хотя надо сказать, что использование резонансных яв­лений в инверторах, преобразователях и источниках питания предшеству­ет эре полупроводников. Оказалось, что при использовании резонансных явлений часто удавалось получить хорошие результаты. Например, в пер­вых телевизорах необходимые высокие напряжения для кинескопа полу­чали с помощью радиочастотного источника питания. Это был работаю­щий на частоте от 150 до 300 кГц генератор синусоидальных колебаний на электронной лампе, в котором повышение переменного напряжения достигалось в резонансном радиочастотном трансформаторе. По суще­ству подобные схемы все еще используются для создания напряжений, по крайней мере, несколько сотен тысяч вольт для различных промышлен­ных и научно-исследовательских целей. Более высокие напряжения часто достигаются благодаря совместному применению резонансного режима работы и диодного умножителя напряжения.

Также давно было известно, что резонансные выходные цепи инвер­тора стабилизируют работу электродвигателей и сварочного оборудова­ния. Обычно в разрыв провода, ведущего от источника постоянного на­пряжения к инвертору, включалась катушка с большой индуктивностью. При этом инвертор ведет себя по отношению к нагрузке как источник тока, что дает возможность легче удовлетворить условию существования резонансных явлений. В этом случае существующие тиристорные инвер­торы правильнее назвать квазирезонансными - колебательный контур периодически подвергается ударному возбуждению, но непрерывные ко­лебания отсутствуют. Между импульсами возбуждения, колебательный контур отдает запасенную энергию в нагрузку. Примеры упоминавшихся схем приведены на рис. 18.3, 18.4 и 18.5.

Из сказанного выше должно бьггь ясно, что широкое использование ре­зонансного режима работы началось после создания специализированных ИС управления. Эти ИС освободили конструкторов от проблем со сбоями, кото­рые неизбежно сопутствуют стремлению использовать резонансный режим на частотах несколько сот килогерц ити несколько МГц, где малые размеры компонент могут дать заметное сокращение габаритов, веса и стоимости.

Рис. 18.3. Пример резонансного высоковольтного источника, работа­ющего в радиочастотном диапазоне. Это восстановленная старая схема использует электронные лампы в генераторе Мейснера. Рабочая частота определяется повышающей обмоткой Z1 и ее собственной распределенной емкостью. Никакой стабилизации частоты не предусматривается.

Рис. 18.4. Пример запускаемого током инвертора с резонансным кон­туром на выходе. Обратите внимание на присутствие катушки с боль­шой индуктивностью L в цепи питания и конденсатора, входящего в состав резонансного контура на выходе. Подобный метод применим и к инверторам с самовозбуждением. Эти схемы обычно не имеют стаби­лизации.

Рис. 18.5. Пример квази-резонансного инвертора с одним тиристором. Выбирая соответствующий тиристор, можно получить выходную мощность нескольких киловатт и частоту переключения около 30 кГц. Если частота пульсаций немного ниже резонансной частоты последо­вательного XС-контура, то на нагрузке будет хорошее синусоидальное напряжение. Стабилизация в схеме отсутствует. General Electric Semiconductor Products Dept.

Интересно, что резонансный стабилизатор напряжения имеет много общего с давно популярной схемой широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Действительно, согласно структурной схеме, источник импуль­сов постоянной длительности и переменной частоты вместе с резонанс­ным «контуром» используется вместо схемы ШИМ. В процессе работы из-за наличия ZС-контура через коммутатор или протекает ток, или к нему приложено напряжение, имеющие форму отрезков синусоиды. Фор­ма сигналов при переключении, в отличие от высокочастотных ШИМ схем, такова, что никогда не бывает одновременного присутствия напря­жения на коммутаторе и протекания через него тока. Поэтому потери коммутации пренебрежимо малы даже при высоких частотах.

Рис. 18.6 иллюстрирует резонансный режим работы. Сигнал ошибки получен также, как в источниках питания с ШИМ, то есть как разность между выходным и опорным напряжениями. Это напряжение рассогла­сования поступает на генератор, управляемый напряжением, выходной сигнал которого запускает ждущий мультивибратор. Схема модуляции, по существу, является преобразователем напряжение – частота. Им­пульсы ждущего мультивибратора, имеющие фиксированную длитель­ность и переменную частоту повторения, поступают на вход коммутато-ра(ов). Часто на выходе ждущего мультивибратора включают усилитель мощности, чтобы обеспечить более высокое мгновенное значение тока и низкое сопротивление. В качестве коммутаторов обычно применяется один или два мощных МОП-транзистора.

Выход коммутатора(ов) связан с резонансным Z С-контуром и выход­ным трансформатором. Видно, что амплитуда почти синусоидального напряжения, приложенного к первичной обмотке трансформатора, зави­сит от близости резонансной частоты ZС-контура к величине, обратной фиксированной длительности импульсов переменной частоты, поступа­ющих от коммутатора. Таким образом, стабилизацию постоянного вы­ходного напряжения можно реализовать с помощью частотной модуля­ции. Слишком высокая добротность Z С-контура будет препятствовать выделению мощности, а очень низкая вызовет чрезмерно большие пи­ковые значения тока в коммутаторе.

Рис. 18.6. Упрощенная схема резонансного стабилизированного источ­ника питания. В первом приближении можно считать, что здесь вместо широтно-импульсного модулятора в популярном ШИМ стабилизаторе применен преобразователь напряжение – частота.

Резонансный режим может быть получен разными путями: можно использовать или последовательный, или параллельный L С-контур. А номинальная рабочая частота может быть как ниже, так и выше соб­ственной резонансной частоты Z С-контура. В любом случае стабилиза­ция требует работы на падающем участке резонансной кривой. На рис. 18.6, индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора дос­таточно высока, так что практически не влияет на резонансную частоту Z С-контура.

Для того, чтобы избежать недоразумений из-за неаккуратных выска­зываний в технической литературе, хорошо бы вспомнить следующие факты, относящиеся к резонансным стабилизаторам:

В резонансном Z С-контуре колебания всегда происходят на его ре­зонансной частоте независимо от частоты импульсов, с помощью кото­рых осуществляется ударное возбуждение. Однако в большинстве случаев условия для существования свободных колебаний отсутствуют. На схему выпрямителя поступают полупериоды синусоидального колебания.

Одна из наиболее популярных схем использует последовательный резонансный контур, в котором выходную мощность получают от кон­денсатора через высокоомную первичную обмотку выходного трансфор­матора. Такой источник соответственно называется преобразователем или стабилизатором с последовательным резонансом и параллельной нагрузкой. К сожалению, иногда об этих устройствах говорят как о схемах с парал­лельным резонансом (рис. 18.7В).

В идеале существует два способа получения почти нулевых потерь при коммутации. Один с переключением при нулевом токе, который яв­ляется наиболее популярным и допускает работу с частотами около 2 МГц, а другой с переключением при нулевом напряжении, позволяющий работать на частоте до 10-МГц. Переключение при нулевом токе использует для ударного возбуждения контура импульсы постоянной длительности и переменной частотой повторения. Фиксированный интервал времени между импульсами используются в режиме переключения с нулевым на­пряжением.

Чаще всего (особенно при переключении с нулевым током) диапа­зон изменения частоты распространяется от низких частот до 80 % от ре­зонансной частоты контура. Это обеспечивает время, достаточное для того, чтобы ток катушки индуктивности уменьшился до нуля или стал от­рицательным. Импульс, определяющий время включенного состояния.

заканчивается, когда ток принимает отрицательное значение; момент его окончания не очень критичен. Отрицательный ток катушки индуктивнос­ти подразумевает, что ток теперь течет не через мощный МОП-транзис­тор, а через фиксирующий диод. Длительность импульса определяется RC-цепью, подключенной к управляющей ИС. Величины R и С удобно определять по графикам, предоставляемым изготовителем ИС. Типичные данные, иллюстрирующие выбор величины RC для определения длитель­ности импульса, а также частоты генератора показаны на рис. 18.8.

Рис. 18.8. Примеры графиков для определения параметров резонанс­ного стабилизированного источника. Эти кривые соответствуют ИС GP605, но типичны для схем других изготовителей. (А) Допустимые комбинации емкости и сопротивления в зависимости от максимальной частоты генератора. (В) Допустимая емкость в зависимости от минимальной частоты генератора. (С) Комбинация резистора и емкости для выбранной длительности импульса. В зависимости от того, имеем дело со схемой А или В, ЛС-цепи будут разными. Gennum Соф.

Надо быть уверенным, что «частота переключения» соответствует частоте, с которой импульсы поступают на резонансный контур. Не обя­зательно это частота генератора в управляющей ИС. В двухтактном им­пульсном источнике питания частота генератора будет вдвое выше часто­ты переключений. Для однотактных ИИП эти частоты обычно совпадают.

К переключению без потерь приближается источник, работающий в прерывистом режиме. Это просто означает, что на каждый импульс дол­жен быть только один период колебаний в Z С-контуре. Практически это требует наличия «мертвого времени» между завершением одного цикла колебания и появлением следующего импульса. Вот почему частота по­вторения импульсов не должна приближаться к резонансной частоте

LC-контура. Удоалетворсние этого требования приводит к некоторому уменьшению выходной мощности.

Стабилизация основана на том, что энергия, запасенная в? С-кон­туре максимальна, когда частота повторения импульсов, осуществляющих ударное возбуждение ZC-контура, близка к его резонансной частоте. От­клонение частоты импульсов от этого оптимального условия, приводит к тому, что будет получена меньшая мощность. Поскольку резонансная ча­стота остается постоянной, то для осуществления стабилизации изменя­ется упомянутое выше «мертвое время».

В резонансные источники питания часто вводят защиту по току, что делает их похожими на источники с ШИМ, имеющими такую защи­ту. Действительно, можно найти ссылку на работу резонансного источ­ника S режиме ограничения тока. Однако имеется существенное отличие. В системе с ШИМ учитывается нарастание тока, и ограничение макси­мального тока источника происходит в любой момент в пределах всего цикла. В резонансном источнике, учитывается часть синусоидального ко­лебания; это допускает ограничение максимального тока ИИП, но не мгновенно. 8 обоих случаях доспигается защита, но в резонансных ис­точниках не так быстро или точно, как в источниках с ШИМ, имеющих токовую защиту. В источниках с ШИМ слежение за величиной тока реа­лизует стабилизацию с прямой связью; в резонансных источниках считы-ватше величины тока приводит к использованию метода выключения.

Последнее, но самое существенное, коммутаторы в резонансных ИИП не испытывают одновременного воздействия напряжения и тока во время процесса переключения. Это приводит к высокому к.п.д. со значи­тельным уменьшением р^ассеиваемой мощности в коммутаторах, что в свою О’щ^едь ©сдабляет температурные ароблемы, сптеобствуя высокой плотности компоновки элементов.

Эта статья была подготовлена на основе материалов, присланных Александром Германовичем Семеновым , директором научно-производственного российско-молдавского предприятия "Элкон" , г.Кишинев. В подготовке статьи также участвовал главный инженер предприятия Александр Анатольевич Пенин . Александр Германович пишет:
"Специализируясь в области источников питания, нам удалось создать способ построения резонансных преобразователей с глубокой регулировкой выходных параметров, отличающийся от известных до сих пор. На данный способ получен международный патент. Наиболее полно преимущества способа проявляются при построении мощных - от 500 и до десятков киловатт - источников. Преобразователь не требует схем быстрой защиты от КЗ на выходе так как в нем практически не возникает режима разрыва тока ключей в любом режиме. Также устранена возможность возникновения сквозных токов. Поскольку физически (без обратных связей) преобразователь является источником тока, то появилась возможность перенести конденсатор фильтра питающего сетевого выпрямителя на выход преобразователя, что позволило получить коэффициент мощности на уровне 0.92-0.96 в зависимости от нагрузки. Частота резонансного контура не меняется, а это дает возможность эффективной фильтрации излучений преобразователя по всем направлениям. Практическая реализация осуществлена в виде источников тока для электрохимзащиты - станций катодной защиты марки "Элкон". Мощность 600, 1500, 3000 и 5000 ватт. КПД в номинальном режиме на уровне 0.93-095. СКЗ прошли сертификационные испытания в НПО "ВЗЛЕТ". Идет медленное, тягучее внедрение. Все это подтверждает жизненность идеи. Однако, как мне кажется, для достижения коммерческого успеха необходима популяризация идеи с целью привлечения к ней внимания".
Что ж, помочь коллегам всегда приятно, тем более, что идея, заложенная в основу продукции "Элкон", отличается новизной.

В настоящее время приборы и устройства силовой электроники, разрабатываемые для профессионального применения, активно оптимизируют по таким критериям, как масса, габариты, коэффициент полезного действия, надежность, стоимость. Эти требования неуклонно ужесточаются, то есть заказчик хочет иметь прибор с минимальными габаритами и массой, и при этом - с высоким КПД, высокой надежностью и низкой стоимостью .

С целью улучшения потребительских свойств изделий приходится прибегать к известным мерам: повышать рабочие частоты преобразования, уменьшать потери мощности на силовых элементах, снижать или исключать динамические перегрузки в силовой части схемы. Зачастую эти меры противоречат друг другу, и для достижения определенных результатов разработчик идет на некоторый, порой весьма непростой, компромисс . Поэтому дальнейшая оптимизация параметров преобразовательной техники возможна только с помощью перехода на новые принципы построения этих устройств.

Чтобы понять, принципиально чем отличается способ регулирования напряжения, предлагаемый "Элкон", какая новизна заключена в нем, вначале поговорим о традиционном построении регуляторов. Преобразователи постоянного напряжения в постоянное (DC/DC преобразователи), являющиеся значительным по объему классом устройств из области силовой электроники, традиционно строятся по следующей схеме: первичное звено осуществляет преобразование постоянного напряжения в переменной высокой частоты; вторичное звено осуществляет преобразование переменного напряжения в постоянное. В составе преобразователя обычно имеется регулятор, управляющий величиной выходного постоянного напряжения или поддерживающий его на требуемом уровне.

Высокочастотное преобразование может осуществляться при помощи различных схем, но если говорить о двухтактных схемах, то здесь можно назвать два типа: схемы с прямоугольной формой тока силовых ключей и резонансные с синусоидальной (или квазисинусоидальной) формой тока ключей.

Эффективность работы преобразователей в значительной степени определяется динамическими коммутационными потерями на силовых элементах при коммутации рабочих значений токов. Опыт разработки преобразователей мощностью более 100 Вт показывает, что снизить эти потери удается в основном за счет использования коммутационных элементов (транзисторов) с низким временем переключения и за счет формирования правильной траектории их переключения. Существующая на сегодняшний момент элементная база, конечно, обладает достаточно высокими динамическими характеристиками, но, тем не менее, они еще далеки от идеальных. Поэтому часто технологические ограничения приводят к значительным перенапряжениям на элементах силовой схемы, а значит, снижается общая надежность преобразователя .

Формирование правильной траектории переключения - немаловажная задача, которая также в значительной степени может снизить коммутационные перенапряжения. Этот метод обеспечивает так называемую "мягкую" коммутацию путем перераспределения энергии между собственно силовой частью коммутационного элемента (транзисторного ключа) и формирующим элементом. Уменьшение потерь происходит за счет возврата накопленной ими энергии . Напомним, что известными представителями формирующих элементов являются всевозможные RCD-цепи, гасящие резисторы, снабберы и т.д.

Практика разработки реальных преобразователей показывает, что при создании устройства с номинальной мощностью сотни-тысячи ватт приходится буквально "даться" за каждый ватт эффективной мощности, в максимальной степени снижать тепловые потери, снижающие общий КПД преобразователя.

Еще одна проблема относится к необходимости наличия быстродействующей защиты от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке. Проблема состоит, главным образом, в том, что слишком быстродействующая защита становится слишком подверженной ложным срабатываниям, отключая преобразователь даже тогда, когда никакой опасности для него не возникает. Слишком медленная защита устойчива к ложным срабатываниям, но едва ли защитит прибор. Приходится тратить немало усилий на проектирование оптимальной защиты.

В связи с вышеизложенным, классический высокочастотный преобразователь оказывается не совсем отвечающим современным требованиям, предъявляемым к силовой преобразовательной технике. Возникает необходимость поиска новых способов построения этих приборов.

В последнее время инженеры обратили внимание на резонансные преобразователи, как на устройства с большими потенциальными возможностями. В резонансных преобразователях принципиально меньше динамические потери, они создают гораздо меньше помех, поскольку переключение происходит не прямыми фронтами, богатыми гармониками, а с гладкой формой сигнала, близкой к синусоидальной , . Резонансные преобразователи более надежны, им не требуется быстродействующая защита от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке, потому как ограничение тока КЗ происходит естественным образом. Правда, из-за синусоидальной формы тока несколько возрастают статические потери в силовых элементах, но поскольку резонансные преобразователи не столь требовательны к динамике переключения силовых элементов, могут быть использованы IGBT транзисторы standard-класса, у которых напряжение насыщения меньше, чем у warp-speed IGBT-транзисторов. Можно вспомнить и о СИТ-транзисторах и даже о биполярных, хотя, на взгляд автора сайта, о последних лучше в данном контексте не вспоминать.

С точки зрения построения силовой схемы резонансные преобразователи получаются простыми и надежными. Однако до сих пор они не смогли вытеснить обычные полумостовые и мостовые преобразователи из-за принципиальных проблем с регулированием выходного напряжения . Обычные преобразователи использую принцип регулирования на основе широтно-импульсной модуляции (ШИМ), и здесь не возникает никаких сложностей. В резонансных же преобразователях использование ШИМ и других специальных методов (например, частотного регулирования за счет изменения частоты коммутации) приводит к увеличению динамических потерь, которые в некоторых случаях становятся соразмеримыми или даже превышающими потери в классических преобразователях. Использование же формирующих цепей оправдывает себя в ограниченном диапазоне частот и при очень небольшой глубине регулирования. Встречается несколько более эффективный способ, основанный на значительном уменьшении частоты коммутации, приводящей к уменьшению среднего тока нагрузки, а значит, и выходной мощности. Но этот способ частотного регулирования также можно назвать компромиссным, а значит, недостаточно удовлетворяющим современным требованиям .

И все же резонансные преобразователи оказались настолько заманчивыми, что было придумано еще несколько способов повысить их КПД и глубину регулирования. Увы, и эти идеи показали себя недостаточно эффективными. Использование дополнительного импульсного регулятора, устанавливаемого на выходе, приводит к необходимости использования еще одного звена преобразования, а значит, снижает КПД . Конструкция с переключением витков трансформатора опять-таки значительно усложняет преобразователь, повышает его стоимость и делает невозможным использование в областях широкого потребления.

Из сказанного можно сделать вывод, что основная проблема, мешающая широкому распространению резонансных преобразователей, кроется в создании эффективного способа глубокого регулирования выходного напряжения. Если эта проблема будет решена, удастся значительно улучшить характеристики устройств силовой электроники, их дальнейшему распространению в уже освоенные и новые области применения преобразовательной техники.

Специалистам предприятия "Элкон" удалось в значительной степени продвинуться в исследованиях способа регулирования путем уменьшения частоты коммутации. Именно данный способ был взят за основу, так как в нем сохраняется основное достоинство резонансной схемы - коммутационные переключения при нулевом токе. Изучение процессов, происходящих в обычном резонансном преобразователе, позволило уточнить его схему и найти более эффективный механизм регулирования в широком диапазоне нагрузок и приемлемом диапазоне частот, что составило основу международного патента . Помимо этого удалось достигнуть одинаковой амплитуды токов силовых транзисторов как в режиме номинальной нагрузки, так и в режиме КЗ, отсутствия сквозных токов через силовые транзисторы даже на максимальной частоте коммутации, "мягкой" нагрузочной характеристики (гораздо лучше, чем у обычного резонансного преобразователя).

Полная схема модернизированного резонансного преобразователя является предметом "ноу-хау" предприятия "Элкон", однако, чтобы читателю было понятно, в чем заключается усовершенствование, далее приводятся сведения из патента "Способ регулируемого резонансного преобразования постоянного напряжения".

Изобретение предназначается для реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых высокочастотных транзисторных резонансных преобразователей напряжения различного применения. Это могут быть сварочные преобразователи, установки индукционного нагрева, радиопередающие устройства и другое.

Имеется прототип регулируемого резонансного преобразователя напряжения, опубликованный в . В прототипе: создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации силовых ключей Тк; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передачи части энергии в нагрузку с выпрямителем; регулирование напряжения осуществляется за счет расстройки от резонанса с периодом собственных колебаний То частоты коммутации ключей Тк, близкой к То.

Как уже было сказано выше, расстройка приводит к значительному увеличению динамических потерь и в целом снижает надежность преобразователя, так как при расстройке утрачивается главное достоинство резонансного преобразователя - коммутация при нулевых токах. Все это приводит к тому, что способ целесообразно использовать только в маломощных преобразователях.

Имеется более близкий прототип, опубликованный в работе . В данном прототипе также создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации ключей Тк, но Тк>То; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем; выходное напряжения регулируется за счет изменения периода коммутации Тк. Однако здесь избыток энергии емкостного накопителя возвращается обратно в источник питания за счет разряда емкостного накопителя через нагрузку, а ограничение фронта импульсов тока силовых ключей осуществляется с помощью дополнительных индуктивных накопителей. Этот способ сохраняет главное достоинство резонансного преобразователя - возможность коммутации силовых ключей при нулевых токах.

К сожалению, этот прототип также обладает рядом недостатков. Одним из принципиальных недостатков является увеличение тока ключей в случае возникновения перегрузок или КЗ в цепи нагрузки при номинальной или максимальной частоте. Так как в этом случае индуктивные элементы запасают большое количество энергии, она не успевает полностью вернуться в источник питания за небольшой период (Tк-То)/2. Еще один недостаток - принудительное обрывание тока через ключи несмотря на то, что фронт коммутации задан. Здесь возникает необходимость наличия сложной защиты ключевых элементов, сужает общий диапазон регулирования напряжения, что ведет к сужению области применения преобразователя.

Устройство, с помощью которого можно реализовать данный способ, представляет собой обычный резонансный полумостовой преобразователь с емкостным делителем напряжения (емкостным накопителем) и индуктивным накопителем, включенных с нагрузкой между стойкой транзисторов полумоста и средним выводом емкостного делителя. Дополнительные индуктивные накопители включаются в ветви или в контура каждого ключевого элемента.

Устройство, предложенное предприятием "Элкон", решает задачу обеспечения большого диапазона регулирования напряжения нагрузки и, таким образом, расширяет область его применения. В новом способе можно найти некоторые аналогии с прототипами и : создаются колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, причем Тк>То, также используются емкостной и индуктивный накопитель с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем, также осуществляется возврат избытка энергии емкостного накопителя обратно в источник, регулировка напряжения осуществляется за счет изменения Тк. Новизна способа состоит в том, что одновременно с первыми колебаниями создаются вторые колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, с использованием того же емкостного накопителя и второго индуктивного накопителя с потреблением энергии от емкостного накопителя и передачей энергии в нагрузку с выпрямителем.

Главной особенностью предложенного способа является одновременное протекание токов первого и второго колебаний через ключевые элементы таким образом, что суммарный ток через них не терпит разрыва, что и позволяет возвращать энергию индуктивных накопителей на максимальной частоте даже при возникновении КЗ. При этом амплитуда тока ключевых элементов остается на уровне номинальных значений. Этот способ "работает" во всем диапазоне периодов коммутации Тк, что успешно решает проблему резонансного преобразователя.

Устройство, показанное на рисунке 1 , содержит управляемый задающий генератор импульсов (1), выходы которого соединены с затворами транзисторов (2) и (3), образующими полумостовую стойку (плечо полумоста). Общая точка соединения транзисторов (2) и (3) через емкостной накопитель (резонансный конденсатор), обозначенный (5), подключена к одному из выводов трансформаторно-выпрямительной нагрузки (6). Индуктивные накопители (резонансные дроссели), обозначенные (7) и (8), соединены последовательно. Их общая точка соединения подключена к другому выводу нагрузки (6). Источник питающего напряжения (9) соединен с нижним выводов дросселя (7) и эмиттером транзистора (2). Верхний вывод дросселя (8) соединен с коллектором транзистора (3).

На рисунке 2 показаны графики, отражающие работу этого резонансного преобразователя. Задающий генератор (1) вырабатывает парафазные управляющие импульсы, показанные на рис.2 а-б , длительностью То/2 и регулируемым периодом коммутации Тк, которые по очереди открывают транзисторы (2) и (3). В установившемся режиме работы преобразователя, в момент времени t1 подается импульс управления на транзистор (2), при этом через него начинает протекать синусоидальный импульс тока I1, показанный на рис.2 в , - так называемые "первые колебания". Одновременно с ним через антипараллельный (оппозитный) диод (4) транзистора (3) продолжает протекать ток I2 - "вторые колебания".

рисунок 3 Первый такт работы схемы

На рисунке 3 показан первый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t1…t2). Резонансный конденсатор (5) с напряжением U5, график которого приведен на рис.2 г ., перезаряжается через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6), включающую трансформатор (6.1), выпрямитель (6.2) и собственно нагрузку (6.3). Первый резонансный дроссель (7) накапливает энергию. В то же время резонансный конденсатор (5) разряжается через второй резонансный дроссель (8) с напряжением U8, график которого приведен на рис.2 д . Дроссель (8) накапливает энергию в соответствии с полярностью, указанной на графике.

рисунок 4 Второй такт работы схемы

На рисунке 4 показан второй такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t2…t3). Резонансный конденсатор (5) продолжает перезаряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7). Также резонансный конденсатор (5) перезаряжается через второй резонансный дроссель (8), который уже отдает энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 5 Третий такт работы схемы

На рисунке 5 показан третий такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t3…t4). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) с напряжением U7, показанным на графике рис.2 е . В то же время резонансный конденсатор (5) уже заряжается от второго резонансного дросселя (8), который продолжает отдавать энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 6 Четвертый такт работы схемы

На рисунке 6 показан четвертый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t4…t5). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7), который уже отдает энергию в соответствии с указанной на рисунке полярностью. В то же время резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться от второго резонансного дросселя (8).

На рисунке 8 показан шестой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t6…t7). Резонансный конденсатор (5) уже отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) в источник питания (9). Ток I1 при этом меняет свое направление.

рисунок 9 Седьмой такт работы схемы

На рисунке 9 показан седьмой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t7…t8). Импульс управления подается на транзистор (3), при этом начинает протекать синусоидальный импульс тока I2 согласно рис.2 в , через этот транзистор ("второе колебание"). Также продолжает протекать ток I1 через антипараллельный диод (10) транзистора (2) - "первое колебание". Резонансный конденсатор (5) отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) - в источник питающего напряжения (9) и во второй резонансный дроссель (8).

На рисунке 11 показан девятый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t9…t10). Все накопители отдают свою энергию.

На рисунке 13 показан заключительный такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t11…t1). Идет разряд резонансного конденсатора (5), далее процессы повторяются.

Обратите внимание: на интервале времени t6- t7 идет возврат энергии в источник, поскольку ток I1 меняет свое направление. Отрицательная амплитуда тока I1 определяется нагрузкой преобразователя. Этот факт определяет дополнительные преимущества способа - амплитуда тока через ключи не увеличивается вплоть до короткого замыкания в нагрузке. Также полностью отсутствует проблема сквозных токов, что упрощает и делает надежным управление транзисторов. Отпадает и проблема создания быстрых защит для предотвращения режима КЗ.

Эта идея была положена в основе опытных образцов, а также серийных изделий, которые в настоящее время производит "Элкон". К примеру, преобразователь напряжения мощностью 1, 8 кВт, спроектированный для станции катодной защиты подземных трубопроводов, получает питание от однофазной сети переменного тока 220 В 50 Гц. В нем применены силовые транзисторы IGBT типа IRG4PC30UD класса ultra-fast со встроенным оппозитным диодом, емкость резонансного конденсатора (5) составляет 0,15 мкФ, индуктивность резонансных дросселей (7) и (8) - по 25 мкГн. Период собственных колебаний То составляет 12 мкс, коэффициент трансформации трансформатора (6.1) - 0,5, что определяет диапазон номинальной нагрузки (0,8…2,0) Ом. Для минимального значения периода коммутации Тк, равного 13 мкс (при частоте коммутации fk равной 77 кГц) и нагрузке 1 Ом амплитуды токов I1 и I2 соответственно составляют плюс 29 А и минус 7 А. Для нагрузки 0,5 Ом амплитуды токов I1 и I2 составили соответственно плюс 29 А и минус 14 А. В случае КЗ эти значения составляют плюс 29 А и минус 21 А, средний ток через нагрузку составляет 50 А, то есть проявляется эффект ограничения тока КЗ.

На рисунке 14 показано семейство регулировочных характеристик преобразователя. Важно отметить, что во всем диапазоне частоты коммутации переключающие импульсы подаются при нуле токов. Эти результаты были получены в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1, затем проверены на натурном макете.

Для сравнения, на рисунке 15 представлено семейство регулировочных характеристик аналогичного по мощности классического резонансного преобразователя. Минимальный период коммутации Тк увеличен из-за возникновения сквозных токов и составляет 14 мкс (при частоте коммутации fк равной 72 кГц). Для этой номинальной частоты выполняется режим коммутации в нуле тока. Для сопротивления нагрузки 1 Ом амплитуда тока нагрузки равна 30А, для сопротивления 0.5 Ом амплитуда равна уже 58А. В случае КЗ амплитуда тока через транзисторы становится более 100 А, причем коммутация силовых транзисторов происходит уже не в нуле токов, а средний ток нагрузки становится более 180 А. Таким образом, как было указано ранее, возникает необходимость в быстрой защите от КЗ для исключения аварии.

Участок регулирования "А" (тонкие линии) характеризует режим коммутации не в нуле тока. Практический интерес представляет участок регулирования "Б", когда частота коммутации меньше номинальной в два и более раз. Можно отметить, что глубина регулирования указанным способом для классического преобразователя значительно меньше, чем в преобразователе "Элкон", а необходимость работы на более низкой частоте коммутации ухудшает удельные энергетические показатели классического преобразователя. Предлагаемый преобразователь "Элкон" обладает практически приемлемыми регулировочными характеристиками и диапазоном изменения частоты коммутации.

Учитывая мягкую нагрузочную характеристику, возможно регулирование выходного напряжения на фиксированной частоте за счет фазового регулирования двух преобразователей, соединенных параллельно по переменному напряжению. Этот вариант проверен на макете мощностью 1.2 кВт. Выходное напряжение изменяется от нуля до максимального.

Полученные результаты позволяют предположить, что преобразователи напряжения, использующие новый способ резонансного преобразования, найдут более широкое применение во всех областях использования обычных преобразователей с ШИМ регулированием на десятки и более кВт.

А теперь - немного о серийной продукции. Предприятие "Элкон" производит:
- станции катодной защиты мощностью 0.6, 1.5, 3.0 и 5.0 кВт., с КПД в номинальном режиме не хуже 93%;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 5.0 и 8.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 12 кВт с питанием от трехфазной сети 380 вольт 50 Гц;
- источники для нагрева кузнечных заготовок мощностью 7.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- преобразователи для высоковольтной солнечной батареи мощностью 5.0 кВт с входным напряжением от 200 до 650 В и выходным напряжением 400 В; при модуляции выходного напряжения преобразователя по синусоидальному закону частотой 100 Гц и последующем распределении полуволн осуществлена передача электроэнергии от солнечной батареи в сеть 220 вольт 50 Гц.
Сотрудники предприятия надеются, что данная идея вдохновит также и опытных радиолюбителей, которые заняты конструированием сварочной техники.

ЛИТЕРАТУРА
Мещеряков В.М. Силовая электроника- эффективный способ решения проблем региональной программы "Энергоресурсосбережения"//Электротехника. 1996. 12.с.1.
Высокочастотные транзисторные преобразователи./Э.М.Ромаш, Ю.И.Драбович, Н.Н.Юрченко, П.Н.Шевченко -М.:Радио и связь,1988.-288с.
Гончаров А.Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 1998. 2.с.50.
Ковалев Ф.И., Флоренцев С.Н. Силовая электроника: вчера, сегодня, завтра //Электротехника. 1997. 11.с.2.
Дмитриков В.Ф. и др. Новые высокоэффективные отечественные источники электропитания с бестрансформаторным входом // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Патанов Д.А. Общие проблемы снижения коммутационных потерь в инверторах напряжения // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Жданкин В.К. Устройства силовой электроники фирмы Zicon Electronics // Cовременные технологии автоматизации. 2001.N1.с.6.
Белов Г.А. Высокочастотные тиристорно-транзисторные преобразователи постоянного напряжения. -М.: Энергоатомиздат,1987.-120с.
Патент PCT, WO94/14230, 23.06.94, H02M 3/335.
Патент PCT/MD 03/00001. 16.05.2002, H02M3/337 Что пишут

В статье описываются перспективные методы повышения эффективности импульсных источников питания. В частности, квазирезонансный метод управления силовыми транзисторами и метод синхронного выпрямления. Описаны особенности использования данных методов, показана практическая реализация на контроллере Renesas HA16163.

Современная элементная база позволяет получить в классических ШИМ решениях довольно высокий КПД – до ~95%. В бюджетных конструкциях, где не важны массогабаритные характеристики, довольствуются более скромными характеристиками. Но существуют области применения, где габариты и КПД ставятся на первое место – источники питания для оборонной промышленности, для летательных аппаратов, питание серверов (пассивное охлаждение), малогабаритные источники для ноутбуков, телекоммуникаций и т.д. Основные потери в классическом ШИМ импульсном источнике питания распределяются примерно следующим образом – 50% силовые ключи, 40% - выходной выпрямитель, 10% - трансформатор и снабберы. Как видно, основные потери в виде тепла рассеиваются в ключевых элементах и выходном выпрямителе. Динамические потери в ключевых транзисторах значительно уменьшаются за счёт мягкого режима переключения (резонансный и квазирезонансный метод управления). Это позволяет использовать более «медленные» транзисторы на повышенных частотах преобразования или используя штатные массовые транзисторы получать частоты преобразования в несколько раз выше чем в стандартной ШИМ топологии. При переключении ключей при нулевом токе (ПНТ) или при нулевом напряжении (ПНН) значительно снижаются потери на снабберных элементах, в некоторых случаях возможно даже отказаться от снабберов.

Использование квазирезонансной схемотехники даёт следующие преимущества – более высокий КПД чем у классических ШИМ схем, широкий диапазон нагрузок (в отличие от резонансной схемы с регулированием частоты). В квазирезонансной схеме, в отличие от резонансной, колебательный контур не аккумулирует энергию, а лишь только участвует в передаче энергии в нагрузку. Это позволяет не использовать внушительные по размерам компоненты резонансного контура. Однако, квазирезонансная схема имеет свой недостаток – при снижении нагрузки схема переходит в режим жёсткого переключения и эффективность падает. В диапазоне нагрузок, в котором происходит мягкое переключение, схема излучает узкий спектр помех, который легче подавить.

Потери в выходном выпрямителе в диапазоне от единиц до сотен ватт, при выходных напряжениях 1.8-80В можно существенно снизить за счёт синхронного выпрямления.

Рассмотрим схему квазирезонансного преобразователя с синхронным выпрямлением. На рис 7. приведена временная диаграмма, поясняющая работу преобразователя.

Момент времени 1 – рис.1
В момент t0 транзисторы S3 и S6 открыты, напряжение питания Vin подключено через дроссель Lr к первичной обмотке трансформатора, на вторичной обмотке появляется напряжение пропорциональное напряжению в первичной обмотке. Ключи синхронного выпрямителя S14S15 выключены, S16S17 – включены. Напряжение с первичной обмотки через дроссель L1 поступает на нагрузку.

Момент времени 2 – рис.2
В момент t1 транзистор S3 включён. При выключении транзистора S6, на резонансном дросселе Lr происходит выброс напряжения сомоиндукции. Ключи S14S15 и S16S17 выходного выпрямителя включены, тем самым шунтируя выходную обмотку, энергия запасённая в резонансном дросселе Lr переходит в выходная ёмкость транзистора S6 - C12, С12 заряжается со скоростью где N = N1/N2 – коэффициент трансформации Iнагр – ток нагрузки, C12 – выходная ёмкость транзистора

Рис.1

Рис.2

Момент времени 3 – рис.3
В момент t2 происходит включение транзистора S4. К этому времени выходная ёмкость транзистора S6-C12 заряжается до напряжения питания Vin (чтобы переключение происходило при нулевом напряжении с минимальными потерями). Задержка включения транзистора S4 -

Момент времени 4 – рис.4
В момент времени t3 транзистор S3 выключается, происходит разряд выходной ёмкости транзистора S5-C11. Происходит переход энергии из конденсатора C11 в резонансный дроссель Lr. В контуре происходят свободные гармонические колебания. Собственная резонансная частота контура

Рис.3

Рис.4

Момент времени 6 – рис.6
В момент времени t5 при достижении нулевого напряжения на ёмкости C11 включается транзистор S5. Ток в выходной обмотке меняет своё направлении, напряжение вторичной обмотки подключается к нагрузке через дроссель L2.

Рис. 5

Рис.6

Рис.7

Производитель электронных компонентов Renesas производит квазирезонансный ZVS контроллер HA16163, имеющий 4 слаботочных выхода для управления мостовой схемой преобразователя и 2 выхода для управления ключами синхронного выпрямителя. Микросхема позволяет строить на её основе преобразователи с частотой переключения 1МГц (2МГц частота осциллятора)!

Микросхема имеет следующие функции:

• мягкий старт;
• возможность через дополнительный вход микросхемы включать/выключать преобразователь;
• вход внешней синхронизации;
• поцикловое ограничение тока нагрузки;
• полное отключение микросхемы при коротком замыкании;
• микросхема имеет встроенный усилитель ошибки;
• микросхема содержит 3 вывода, позволяющие программировать задержки на выходах A и B, C и D, E и F.

На рис.8 приведена типовая схема включения. В качестве драйверов для выходов A, B, C, D можно использовать интегральные полумостовые драйверы, широкая номенклатура представлена у International Rectifier. Также можно использовать драйверы на дискретных элементах с использованием трансформаторной развязки. В качестве драйверов для выходов E и F необходимо использовать либо оптические драйверы либо использовать разделительные трансформаторы (исходя из требований изоляции первичная - вторичная сторона преобразователя).

Рис.8

Отметим важные моменты, которые необходимо учесть при проектировании квазирезонансного преобразователя

В верхней крыше блока питания расположен 135-миллиметровый вентилятор Protechnic MAGIC MGT13512XB-O25 ZP "series A" с следующими техническими характеристиками:

• Напряжение питания 12 вольт;
• Ток потребления не более 0.38 А;
• Скорость вращения 1800 оборотов в минуту;
• Воздушный поток 100 cfm.

Если крышку снять, откроется следующая картина:

Позволил себе вольность выделить основные элементы блока питания.

1. Выпрямительный мост GSIB2580 (800 В 25 А);
2. Два дросселя APFC (145 мкГн);
3. Две пары из MOSFET IXFH44N50P (500 В 0.014 Ом) и диода DSEP15-06B (600 В 15 А 25 нс) узла APFC;
4. Два конденсатора APFC - 270 мкФ 450 В, серия KMT (импульсный ток 1.35 A);
5. Плата контроллера APFC и основного преобразователя;
6. Два MOSFET IXFH44N50P основного преобразователя;
7. Силовой трансформатор в исполнении под LLC преобразователь (две секции);
8. Резонансный конденсатор 0.22 мкФ 630 В, серия MMKP82 ;
9. Выпрямительный мост на четырех MOSFET IXTQ182N055T (55 В 5 мОм) канала 12 вольт;
10. Три конденсатора 2700 мкФ 25 В марки (17 мОм, 3.35A) по выходу 12 вольт;
11. Плата преобразователей 5, 3.3 вольта и выходных разъемов;
12. Плата мониторинга.

Контроллер дежурного источника определить не удалось, микросхемы в корпусе SOT23-6 имеют сокращенную маркировку. В качестве силового транзистора используется MOSFET TK8A65D (650 В 0.7 Ом), сглаживающий конденсатор 470 мкФ 16 В серии SEPC (10 мОм).

В блоке питания использованы электролитические конденсаторы японских фирм Nippon и Sanyo .

Блок питания содержит много электронных компонентов управления, поэтому в топологии используется три платы управления и мониторинга.

Основной контроллер блока питания содержит микросхемы:

• (слева) - контроллер резонансного LLC преобразователя;
• (в центре) LM393 - сдвоенный компаратор;
• (справа) UCC28061 - контроллер двухфазного узла PFC.

Плата мониторинга

Основной управляющий элемент - однокристальный микропроцессор Atmel ATMEGA88, которая включает в себя 8-канальный аналого-цифровой преобразователь с разрядностью десять бит. Вторая микросхема в корпусе SO-8 - сдвоенный операционный усилитель LM258. В правой части платы расположены два столбца контактов - с противоположной стороны установлена микросхема супервизора PS232.

Плата преобразователей 5, 3.3 вольта и выходных разъемов.

Вид со стороны разъемов:

И с противоположной стороны:

Плата состоит из двух одинаковых DC/DC преобразователей с питанием от общей шины 12 вольт. Контроллеры APW7073 с двумя парами MOSFET APM3109 (30 В, 8 мОм) и APM3116 (30 В, примерно 5 мОм) в каждом преобразователе.

Сглаживающие конденсаторы 1500 мкФ 6.3 В серии SEPC (10 мОм), по три штуки на канал.

LLC преобразователь

В блоке питания «Thunderbolt PLUS 800W Gold» основной преобразователь реализован на резонансном преобразователе LLC типа. Сокращение «LLC» не имеет расшифровки и означает тип резонансного контура L-L-C, т.е. система с двумя резонансными частотами. Технологию работы преобразователя опустим, важнее его свойства - ток через трансформатор имеет форму, близкую к синусоиде, что означает низкий спектр помех в «токовой» составляющей. С точки зрения напряжения тоже есть положительные моменты - при переключении транзисторов ток снижается, что позволяет изменять напряжение на них не так быстро. Затягивание фронтов - еще один способ снизить спектр помех. Но, изменения коснулись не только способа работы преобразователя, трансформатор тоже претерпел существенные модификации.

Чтобы было понятнее, сделаю модель двух типов преобразователей, используемых в блоках питания повышенного качества - резонансный LLC и однотактный прямоходовой преобразователь.

LLC - ток через трансформатор близок к синусоидальному, напряжение - с одной стороны меандр с размахом +/-180 вольт, с другой резонансный контур, т.е. чистый синус амплитудой 100-300 вольт (в зависимости от мощности нагрузки на блок питания).

PWM - ток через трансформатор довольно резкий, повторяет напряжение. Напряжение - прямоугольные импульсы с размахом +/-380 вольт.

Из описания видно, что кроме явного недостатка конструкции трансформатора, PWM система имеет в двое больший размах напряжения, прикладываемого к трансформатору. Кстати, о напряжении - обычно первичная обмотка LLC трансформатора состоит из двух слоев, в результате с перегородкой контактирует средняя часть обмотки, т.е. напряжение помехи в два раза снижено. Иногда, первичную обмотку выполняют из трех слоев, но третий слой не доходит до конца секции, что уменьшает напряжение помехи с половины до 1/3.

Итак, какие моменты приводят к уменьшению уровня помех при переходе к LLC преобразователю:

• Малая емкостная связь между обмотками;
• Сниженное напряжение высокочастотных составляющих на первичной стороне (в два раза, по сравнению с классическим вариантом однотактного преобразователя);
• Снижение уровня помех от фронтов переключения транзисторов;
• Упрощение трансформатора;
• Удаление из блока питания выходного дросселя, на котором рассеивается значительная мощность.

Модель сделана, а как же результаты?